基于VNA的TDR方案的基本思想是對DUT頻率響應(yīng)進(jìn)行傅里葉逆變換可得到其單位沖激響應(yīng)，對沖激響應(yīng)進(jìn)行積分可得階躍響應(yīng)。VNA頻率測試點總是離散的，而直接使用離散傅里葉逆變換來實現(xiàn)時域變換，時域響應(yīng)的分辨率與頻域測試帶寬、時域響應(yīng)長度與頻域測試步進(jìn)頻率分別成反比關(guān)系。在測量點數(shù)固定的情形下，時域分辨率與頻域分辨率是不可兼得的；為解決這一矛盾，VNA通常采用線性調(diào)頻Z變換(Chirp-Z transform)來實現(xiàn)從頻域響應(yīng)到時域響應(yīng)的變換，由此獲得任意時間內(nèi)的時域響應(yīng)。

此方案的另一問題在于VNA的頻域測試范圍總是有限的，在頻域測試范圍內(nèi)的測試精度相對穩(wěn)定，但無法測得DUT的零頻(直流)與超出VNA測試頻帶外的頻率響應(yīng)。零頻響應(yīng)在計算時域沖激響應(yīng)與階躍響應(yīng)時是不可少的參數(shù)，故VNA需要通過測試頻帶內(nèi)的頻率影響來估計零頻響應(yīng)；為了獲得較好的估計效果且方便進(jìn)行變換，通常要求頻域測試點的起始頻率等于步進(jìn)頻率，讓測試頻率位于過零點的直線上。而帶外頻率響應(yīng)卻難以估計，通常將其視為零；而截斷效應(yīng)將導(dǎo)致變換所得的時域響應(yīng)中存在過沖與旁瓣；而盡管傳統(tǒng)TDR模擬前端電路本身存在帶寬限制，但其高頻響應(yīng)相對較為光滑，并不會產(chǎn)生明顯的截斷效應(yīng)。

VNA采用對頻域響上應(yīng)用窗函數(shù)的方法抑制截斷效應(yīng)，但其代價是降低時域分辨率；從在時域上看，窗函數(shù)增大了沖激激勵的沖激寬度(階躍激勵的上升時間)，可應(yīng)用于分析不同上升時間的數(shù)字信號傳輸性能。

而VNA方案的單個測量點測量時間反比于中頻濾波器帶寬f_BW，因此VNA方案的總測量時間T_S1為：

因此在VNA測量時間內(nèi)，示波器可進(jìn)行重復(fù)測量，噪聲衰減倍率N₀與重復(fù)測量測試成正比：

假定測試信號中存在帶寬為f_n的白噪聲，中頻濾波器可將噪聲功率衰減倍率N₁為：

由于動態(tài)范圍與噪聲衰減成正比，那么在相同測量時間內(nèi)，VNA方案較示波器方案所得的動態(tài)范圍擴(kuò)大倍率為：

在實際測量中，噪聲帶寬f_n等于采樣示波器的截止頻率f_c，而后者遠(yuǎn)高于物理采樣頻率f_ps；VNA方案的動態(tài)范圍要明顯高于采樣示波器方案。

(a) 存在DUT上電干擾時無法正常進(jìn)行阻抗測量

(b) 調(diào)整頻率掃描規(guī)避上電干擾信號

在射頻及以上頻段，為將PCB上的測試電路引入測試通路中，須借助PCB上的射頻測試端口或射頻探針。但PCB設(shè)計所提供的射頻測試點并不總是能夠?qū)崿F(xiàn)將待測試的部分直接引入，有時不得不將待測試電路兩端的其他電路一并作為DUT進(jìn)行測試；而射頻探針本身也將影響測試結(jié)果。TDR需要使用夾具去嵌入方法對測試結(jié)果進(jìn)行校正，VNA方案給出的夾具去嵌入方案基于S參數(shù)矩陣的夾具網(wǎng)絡(luò)特性描述，只需仿真方法獲得射頻測試點至待測電路之間的網(wǎng)絡(luò)S參數(shù)矩陣或直接導(dǎo)入射頻探針生產(chǎn)商給出的SNP文件即可從測試結(jié)果中去除夾具網(wǎng)絡(luò)的影響。

為方便地獲得DUT各點處的阻抗值，使用低通階躍模式進(jìn)行測試；將時域響應(yīng)以阻抗格式顯示，橫軸時間代表反射波達(dá)到校準(zhǔn)參考面(夾具靠近DUT的端口)所需時間，可用于定位跡線上各點對應(yīng)的傳輸線位置。利用光標(biāo)可讀出傳輸線上各處對應(yīng)的特征阻抗值，通過分析阻抗隨時間軸的變化可分析傳輸線上的故障類型。

若DUT的阻抗分布如下圖所示，可觀察到圖中存在多個阻抗失配點。由于前面的失配點處部分測試信號被反射，將導(dǎo)致到達(dá)后續(xù)失配點的測試信號偏小，從而影響對后續(xù)失配點反射系數(shù)的計算精度；這被稱作多重失配的掩蔽現(xiàn)象。如果測試信號在DUT傳輸過程中無損耗的傳輸，那么可根據(jù)之前時刻接收到的反射信號推算到達(dá)DUT后續(xù)部分的實際入射信號，從而解決上述問題；但如果測試信號在DUT傳輸過程中存在較大的損耗或旁路泄漏，使用此法不可獲得真實入射信號值，反而可能引起更大的精度問題。

上圖為某存在兩段阻抗失配的傳輸線TDR測試結(jié)果。在未啟用掩蔽補償時，可觀察到在光標(biāo)標(biāo)識的位置存在阻抗失配現(xiàn)象；但時域上在第一個阻抗失配點(由光標(biāo)1標(biāo)識)之后的入射波電壓下降，導(dǎo)致根據(jù)后續(xù)的反射波電壓計算的后續(xù)失配點阻抗(由光標(biāo)2標(biāo)識)存在誤差。此外，后續(xù)反射波在多個失配點處多次反射，導(dǎo)致反射波部分功率延后到達(dá)測試端口，因此可觀察到在每一段失配后存在錯誤的失配鏡像(由紅色方框標(biāo)識)。

在啟用多重失配掩蔽補償功能后，可消除因掩蔽現(xiàn)象導(dǎo)致的誤差；使用光標(biāo)讀出各段的阻抗值及所在位置，并根據(jù)阻抗變化情況判斷故障類型。在上圖中可讀出在距離校準(zhǔn)參考面(或夾具端口)后約300mm及650mm處分別存在阻抗約為20、75Ω的失配段。

在進(jìn)行實際系統(tǒng)設(shè)計修正之前，可利用TDR的時域門控功能對時域響應(yīng)進(jìn)行帶阻濾波，以模擬某一部分故障排除后的系統(tǒng)頻域響應(yīng)；或?qū)r域響應(yīng)進(jìn)行帶通濾波，分析某一故障對系統(tǒng)頻域響應(yīng)的影響。TDR時域門控的基本原理是在時域上進(jìn)行濾波，然后再將其變換到頻域；而VNA方案中可直接在頻域上與濾波器進(jìn)行卷積實現(xiàn)時域門控效果。

由于濾波器通帶紋波、截止速率與旁瓣電平對時域門控效果存在一定影響，因此才使用窗函數(shù)法進(jìn)行濾波器設(shè)計時，可對窗函數(shù)參數(shù)進(jìn)行適當(dāng)配置，以獲得理想的門控效果。

此外，由于在時域濾波前的時域響應(yīng)受到多重失配掩蔽現(xiàn)象的影響，時域門控并不能*得到理想的頻域響應(yīng)。例如，在保留時間軸左側(cè)較嚴(yán)重的失配點，并對后續(xù)的失配點時域位置進(jìn)行帶阻濾波時；由于后續(xù)失配點處的時域響應(yīng)受到掩蔽現(xiàn)象的影響，故所得的頻域響應(yīng)與理想值相比可能存在較大偏差。

為展示時域門控功能在測試中的應(yīng)用，現(xiàn)將對某傳輸線上添加兩個旁路電容，對其進(jìn)行TDR測量所得結(jié)果如下圖(a), (b)所示。為獲得第一個旁路電容對傳輸線頻率響應(yīng)的影響，或者模擬消除第二個旁路電容影響后的系統(tǒng)響應(yīng)，對第二個失配點(光標(biāo)2標(biāo)識處)執(zhí)行時域帶阻選通，所得頻率響應(yīng)如下圖(c)所示。

利用TDR的時域傳輸測量功能可對數(shù)字信號傳輸系統(tǒng)性能進(jìn)行測試與分析，同樣是TDR的重要應(yīng)用場景。在高速數(shù)字信號傳輸系統(tǒng)測試領(lǐng)域，基于VNA的TDR方案通過傳輸S參數(shù)測量更容易在高頻段實現(xiàn)此功能。

在進(jìn)行實際測量之前，同樣需要對VNA進(jìn)行校準(zhǔn)，根據(jù)傳輸系統(tǒng)輸入阻抗、輸出阻抗調(diào)整VNA測試端口阻抗。如有必要使用夾具實現(xiàn)DUT連接，應(yīng)當(dāng)對每個測試端口執(zhí)行夾具去嵌入。如需分析傳輸系統(tǒng)物理長度，可配置傳輸系統(tǒng)內(nèi)介質(zhì)介電常數(shù)或傳播常數(shù)。

為獲得最高的測量精度，使用標(biāo)準(zhǔn)校準(zhǔn)件對VNA測試端口進(jìn)行SOLT或SOLR校準(zhǔn)(全二端口校準(zhǔn))。

為分析數(shù)字信號傳輸性能，采用低通階躍模式進(jìn)行測試；將時域響應(yīng)以電壓或傳輸系數(shù)格式顯示，跡線顯示達(dá)到接收測試端口(夾具靠近DUT的端口)的時域信號。利用光標(biāo)可讀出信號傳輸延時及傳輸系統(tǒng)的物理長度(若介質(zhì)介電常數(shù)或傳播常數(shù)被正確地配置)。

分析高速數(shù)字信號傳輸性能時，信號傳輸畸變是重要的測試內(nèi)容。在基于VNA的TDR方案中，通過調(diào)整時域變換時應(yīng)用的窗函數(shù)參數(shù)可模擬DUT對不同上升時間階躍激勵的響應(yīng)，以實現(xiàn)對DUT在實際工作條件下性能的測試。

為探究DUT傳輸性能導(dǎo)致的信號畸變，可使用游標(biāo)搜索中的上升時間搜索功能獲取傳輸端接收到的時域信號上升時間，結(jié)合激勵信號上升時間對信號畸變程度進(jìn)行初步估計，并預(yù)估DUT對傳輸信號抖動(jitter)最高容限以及特定碼率下碼間串?dāng)_的嚴(yán)重程度。

下圖為使用基于VNA的TDR功能對某傳輸線的測試結(jié)果，激勵階躍信號上升時間為120ps。從測試結(jié)果可觀察到由于傳輸系統(tǒng)的高頻衰減較大，傳輸信號的上升時間明顯變長；當(dāng)傳輸數(shù)字信號比特率高于傳輸信號上升時間的倒數(shù)，將產(chǎn)生嚴(yán)重的碼間串?dāng)_問題。此外，在時域測量結(jié)果中還能觀察到明顯的上升沿畸變現(xiàn)象，可用于初步估計信號傳輸質(zhì)量。

若測試所得的傳輸系統(tǒng)性能不能達(dá)到設(shè)計要求，為減少設(shè)計與測試成本，通?？紤]在不重新進(jìn)行系統(tǒng)設(shè)計的前提下，對原系統(tǒng)輸入或輸出端級聯(lián)一個補償網(wǎng)絡(luò)，以改善其傳輸效果。對于高速數(shù)字信號傳輸系統(tǒng)而言，傳輸信號發(fā)生畸變的主要原因在于信號高頻分量的衰減強于低頻分量；在此情形下，對高頻分量進(jìn)行增益補償是在頻域上改善其性能的常用方法。在輸入端，可采用預(yù)加重技術(shù)預(yù)先放大輸入數(shù)字信號高頻分量；在輸出端，可級聯(lián)一個高通濾波器實現(xiàn)信號各頻率分量的增益均衡。

基于VNA的TDR方案很容易實現(xiàn)預(yù)加重與增益均衡濾波這樣的頻域補償仿真，只需給出主要技術(shù)參數(shù)即可通過仿真分析不同補償策略下的系統(tǒng)修正效果。

信號完整性分析也是高速數(shù)字傳輸系統(tǒng)測試的重要內(nèi)容之一。利用基于VNA的TDR方案同樣的原理，將DUT頻域響應(yīng)變換到時域，得到DUT的單位沖激響應(yīng)；計算DUT在任意輸入下的零狀態(tài)響應(yīng)，從而繪制在指符號率、指碼型的輸入情形下的眼圖。利用眼圖可更直觀地分析信號傳輸中的噪聲、抖動、碼間串?dāng)_等問題。

圖4-9 VNA-TDR增益均衡仿真配置

圖4-10 VNA-TDR方案的擴(kuò)展——眼圖測試